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<P>近幾年來，各式各樣的<FONT color=#0000ff><STRONG><A href="http://leisuda.cn/news/2889.htm" target=_blank>開關(guān)電源</A></STRONG></FONT>以其小巧的體積、較高的功率密度和高效率越來越得到廣泛的應(yīng)用。隨著電力系統(tǒng)自動(dòng)化程度的提高，特別是其保護(hù)裝置的微機(jī)化，通訊裝置的程控化，對電源的體積和效率的要求不斷提高。電源中磁性元件和散熱器件成了提高功率密度的巨大障礙。開關(guān)頻率的提高可以使開關(guān)<FONT color=#0000ff><A href="http://leisuda.cn/news/19927.htm" target=_blank><STRONG>變換器</STRONG></A></FONT>（特別是變壓器、電感等磁性元件以及電容）的體積、重量大為減小，從而提高變換器的功率密度。另外，提高開關(guān)頻率可以降低開關(guān)電源的音頻噪聲和改善動(dòng)態(tài)響應(yīng)。但是由于開關(guān)管的通斷控制與開關(guān)管上流過的電流和兩端所加的電壓無關(guān)，而早期的脈寬調(diào)制（<FONT color=#0000ff><A href="http://leisuda.cn/news/19884.htm" target=_blank><STRONG>PWM</STRONG></A></FONT>）開關(guān)電源工作在硬開關(guān)模式，在硬開關(guān)中功率開關(guān)管的開通或關(guān)斷是在器件上的電壓或電流不等于零的狀態(tài)下強(qiáng)迫進(jìn)行的，電路的開關(guān)損耗很大，開關(guān)頻率越高，損耗越大，不但增加了熱設(shè)計(jì)的難度而且大大降低了系統(tǒng)得可靠性，這使得PWM開關(guān)技術(shù)的高頻化受到了許多的限制。 </P> <P>根據(jù)高頻電力操作電源的設(shè)計(jì)要求，結(jié)合實(shí)際的經(jīng)驗(yàn)和實(shí)驗(yàn)結(jié)果選擇合適的開關(guān)器件，設(shè)計(jì)出穩(wěn)定可靠、性能優(yōu)越的控制電路、驅(qū)動(dòng)電路、緩沖電路以及主要的磁性元器件。對最大電流自動(dòng)均流法的工作原理以及系統(tǒng)穩(wěn)定性進(jìn)行了較為深入的研究。采用均流控制芯片UC3907設(shè)計(jì)了開關(guān)電源的均流控制電路，使模塊單元具有可并聯(lián)功能，可以實(shí)現(xiàn)多電源模塊并聯(lián)組成更大功率的電源系統(tǒng)。 </P> <P>1 系統(tǒng)原理的設(shè)計(jì)思想 </P> <P>在設(shè)計(jì)大型的開關(guān)電源模塊時(shí)，首先需要對系統(tǒng)有一個(gè)整體的規(guī)劃，以便于設(shè)計(jì)整體結(jié)構(gòu)及相應(yīng)的輔助電源。高頻開關(guān)直流電源系統(tǒng)的總體框圖。（如圖1）。</P> <P align=center><INPUT type=image height=268 width=500 src="http://image.c114.net/09071451.gif"></P> <P>2 控制主電路設(shè)計(jì) </P> <P>2.1電壓電流雙環(huán)控制 </P> <P>為了實(shí)現(xiàn)輸出電壓電流均可控，通常采用電流模式控制，常用的電流模式控制有峰值電流控制法和。針對峰值電流控制的不穩(wěn)定性，容易發(fā)生次諧波振蕩，對噪聲敏感，抗噪聲性差等幾個(gè)缺點(diǎn)。我們采用平均電流控制法PWM。 </P> <P>平均電流模式采用雙閉環(huán)控制，其內(nèi)環(huán)控制輸出濾波電感電流，外環(huán)控制輸出電壓，提高了系統(tǒng)響應(yīng)速度。平均電流模式控制PWM的原理圖（如圖2）。 </P> <P align=center><INPUT type=image height=202 width=275 src="http://image.c114.net/09071452.gif"></P> <P align=center>圖2 平均電流模式控制原理圖</P> <P>將誤差電壓信號(hào)Ue接至電流誤差信號(hào)<FONT color=#0000ff><A href="http://leisuda.cn/news/20095.htm" target=_blank><STRONG>放大器</STRONG></A></FONT>的同相端，作為輸出電感電流反饋的控制信號(hào)Uip。將帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流反饋信號(hào)Ui接至電流誤差信號(hào)放大器的反相端，跟蹤電流控制信號(hào)Uip。Ui與Uip的差值經(jīng)過電流誤差放大器放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號(hào)UC。再由UC與三角鋸齒波信號(hào)通過比較器比較得到PWM控制信號(hào)。UC的波形與電流波形Ui反相，所以，是由UC的下斜坡（對應(yīng)于開關(guān)器件導(dǎo)通時(shí)期）與三角波的上斜坡比較產(chǎn)生控制信號(hào)。顯然，這就無形中增加了一定的斜坡補(bǔ)償。但為了穩(wěn)定工作，要求電感電流的下降坡度不能大于晶振的坡度。 </P> <P>2.2小信號(hào)分析及電流、電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)設(shè)計(jì) </P> <P>控制方式有恒壓和恒流兩種工作方式。當(dāng)D1導(dǎo)通時(shí)，電路工作在恒流模式，此時(shí)，電壓環(huán)不起作用，電路相當(dāng)于單環(huán)控制。當(dāng)D1截止時(shí)，電路工作在恒壓模式下，電路采用串級雙環(huán)控制，電流環(huán)作為電壓環(huán)的內(nèi)環(huán)，電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出Ue作為電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器的給定。其電路方框圖（如圖3）所示，在設(shè)計(jì)參數(shù)時(shí)，先設(shè)計(jì)電流環(huán)的調(diào)節(jié)器，獲得穩(wěn)定的內(nèi)環(huán)，然后得到電流環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)Tic（s），并將其作為電壓環(huán)的一個(gè)環(huán)節(jié)，（如圖4）所示，然后設(shè)計(jì)電壓環(huán)的調(diào)節(jié)器。這種控制方式的最大的優(yōu)點(diǎn)是很好地解決了電路的限流問題，使電路具有最快的限流響應(yīng)速度。而且可以通過調(diào)節(jié)電阻R3，減小D1管壓降的變化量，以提高這種控制方式的穩(wěn)流精度。 </P> <P>H為輸出電壓采樣系數(shù)， </P> <P>Ki為電感電流采樣系數(shù)；</P> <P>FM為脈寬調(diào)制器的傳遞函數(shù)，F(xiàn)M=1/Upp，（Upp為三角波峰峰值）； </P> <P align=center><INPUT type=image height=207 width=329 src="http://image.c114.net/09071453.gif"></P> <P align=center>圖3 雙環(huán)控制模式下的電路方框圖</P> <P align=center><INPUT type=image height=114 width=369 src="http://image.c114.net/09071454.gif"></P> <P align=center>圖4 電壓外環(huán)等效方框圖</P> <P>GV（s）為電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)： </P> <P align=center><INPUT type=image height=46 width=129 src="http://image.c114.net/09071455.gif"> �。�1－1） </P> <P align=left>Gi（s）為電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)： </P> <P align=center><INPUT type=image height=46 width=245 src="http://image.c114.net/09071456.gif">�。�1－2） </P> <P>Gdi（s）為主電路的占空比對電感電流的開環(huán)傳遞函數(shù) </P> <P align=center><INPUT type=image height=69 width=317 src="http://image.c114.net/09071457.gif"> （1－3）</P> <P>忽略輸出濾波電感電容的等效電阻的影響 </P> <P align=center><INPUT type=image src="http://image.c114.net/09071458.gif">�。�1－4）</P> <P>式中： </P> <P>Udc輸入直流母線電壓； </P> <P>n為副邊與原邊的匝比 </P> <P>L為輸出濾波電感值； </P> <P>RL為濾波電感的電阻； </P> <P>C為輸出濾波電容； </P> <P>RC為濾波電容的串聯(lián)等效電阻； </P> <P>R為負(fù)載電阻。 </P> <P>Z（s）為負(fù)載和輸出電容支路的并聯(lián)阻抗： </P> <P align=center><INPUT type=image height=46 width=146 src="http://image.c114.net/09071459.gif">�。�1－5） </P> <P>由圖3可得，電流環(huán)（內(nèi)環(huán)）的閉環(huán)傳遞函數(shù)為： </P> <P align=center><INPUT type=image height=46 width=181 src="http://image.c114.net/09071460.gif">�。�1－6） </P> <P>然后由等效方框圖圖4可得，補(bǔ)償前電壓環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為： </P> <P align=center><INPUT type=image src="http://image.c114.net/09071461.gif"></P> <P>3 控制電路設(shè)計(jì) </P> <P>采用集成芯片UC3525外加運(yùn)放構(gòu)成平均電流模式控制電路并用單片UC3525外加邏輯電路的方式形成有限雙極性控制的4路控制信號(hào)（如圖5）。 </P> <P>1） 外環(huán)控制。電壓給定信號(hào)與輸出電壓反饋信號(hào)經(jīng)運(yùn)放U1補(bǔ)償比較得Ue，接到UC3525的內(nèi)部誤差<FONT color=#0000ff><STRONG><A href="http://leisuda.cn/news/20095.htm" target=_blank>放大器</A></STRONG></FONT>正相輸入端2腳作為反饋電流的控制信號(hào)Uip。當(dāng)輸出電流超過給定限流值時(shí)，D11導(dǎo)通，Uip被嵌在給定限流值上。 </P> <P>2） 內(nèi)環(huán)控制。采樣電阻檢測輸出電流并通過電流檢測放大器得電流反饋信號(hào)。接到UC3525的內(nèi)部誤差放大器反相輸入端的1腳，與Uip進(jìn)行比較。UC3525的9腳為反饋補(bǔ)償端。 </P> <P>3） 有限雙極性控制。UC3525的4腳為同步信號(hào)輸出，該信號(hào)作為D觸發(fā)器U3的時(shí)鐘信號(hào)，U3的Q端（1腳）和端（2腳）既可得到占空比為50％相位相差180的兩組脈沖，Q11、Q12用于控制死區(qū)時(shí)間。</P> <P align=center><INPUT type=image height=191 width=525 src="http://image.c114.net/09071462.gif"></P> <P align=center>圖5 單片UC3525構(gòu)成有限雙極性控制原理圖</P> <P>4 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì) </P> <P>在IGBT的使用過程中，驅(qū)動(dòng)電路選擇的合理性和設(shè)計(jì)是否正確是影響其推廣使用的問題之一。IGBT的通態(tài)電壓、開關(guān)時(shí)間、開關(guān)損耗、承受短路能力以及dv/dt電流等參數(shù)均與門極驅(qū)動(dòng)條件密切相關(guān)。 </P> <P>IGBT的驅(qū)動(dòng)電路原理圖如圖6所示。 </P> <P>圖中Q1為由控制電路產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸入，fault為本驅(qū)動(dòng)電路在檢測到過流等故障時(shí)發(fā)出的故障檢測信號(hào)。C1、G1、E1分別接IGBT的源柵漏級。驅(qū)動(dòng)電路的供電，采用單電源加穩(wěn)壓管的方式。 </P> <P>對于M57962AL驅(qū)動(dòng)電路，在以下兩種情況容易導(dǎo)致驅(qū)動(dòng)電路失去負(fù)偏壓：一是產(chǎn)生負(fù)偏壓的穩(wěn)壓二極管D2被擊穿短路；二是驅(qū)動(dòng)電路在單電源供電時(shí)，因失去電源供電電壓的時(shí)候。此時(shí)若按傳統(tǒng)的M57962AL單電源供電的典型接法（如圖7），并沒有保護(hù)信號(hào)給出，易造成IGBT的損壞 </P> <P align=center><INPUT type=image height=303 width=541 src="http://image.c114.net/09071463.gif"></P> <P align=center>圖6 IGBT的驅(qū)動(dòng)電路原理圖</P> <P>針對上述所說的情況，對M57962AL的外圍電路進(jìn)行了一些改進(jìn)（如圖7）所示。在正常情況下，D4導(dǎo)通，M57962AL的8腳為高電平，D1截止，VT導(dǎo)通，光耦輸出呈低阻態(tài)，故障信號(hào)為低電平，表現(xiàn)為無故障。過流保護(hù)時(shí)，D4截止，M57962AL的8腳為低電平，D1導(dǎo)通，VT截止，光耦輸出呈高阻態(tài)，故障信號(hào)為高電平，表現(xiàn)為有故障發(fā)生。如果穩(wěn)壓二極管D2擊穿短路，則D4截止，VT截止，光耦輸出呈高阻態(tài)，同樣給出故障信號(hào)。如果驅(qū)動(dòng)電路失去+24V電壓，則光耦無電流流過，仍然表現(xiàn)為故障保護(hù)。這樣就避免了IGBT因?yàn)槭ヘ?fù)偏壓或者失去供電而導(dǎo)致?lián)p壞。 </P> <P align=center><INPUT type=image src="http://image.c114.net/09071464.gif"></P> <P align=center>圖7 M57962AL的典型接法 ■</P>